2017, Vol. 33
2. 丽水学院学生处, 浙江 丽水 323000 ;
3. 国网扬州供电公司, 江苏 扬州 225000
2. Students' Affairs Division, Lishui University, Lishui 323000, China ;
3. Yangzhou Power Supply Company, Yangzhou 225000, China
在双脉宽调制(PWM)全功率变流的直驱风永磁发电系统中, 机侧整流装置是最大谐波的产生源, 形成谐波污染.机侧PWM变流器开关频率低, 其电流谐波含量高, 且同步电机反电动势中产生了大量谐波.发电机组并入电网后, 将对电网造成谐波污染.大量谐波也会增加发电机组铜耗和铁耗, 造成发电机组转矩脉动效率降低, 对发电机造成严重的后果.因此, 需要对双PWM全功率变流器的机侧变流器进行谐波抑制, 以提高直驱风永磁发电系统并网电能质量[1-3].
永磁同步发电机(PMSG)的输出谐波与系统运行状态有关, 空载时电压谐波含量较高, 额定负载谐波含量较低, 与电机本体设计的每极每相槽数也密切相关[1], 同时机侧变流开关频率也是导致机侧谐波产生的原因.大量机侧谐波会增加电机的铜耗和铁耗, 造成转矩脉动较大, 降低机组转换效率.通过优化每极每相槽数减少机侧谐波产生, 可取得一定效果, 但不具有谐波抑制功能[1, 4-5].通过添加机侧并联电力滤波器消除机侧谐波的效果明显, 但同时也增加了系统成本[6-7]; 消除特定次谐波效果较佳, 但消除谐波单一, 频率自适应性差[7].
本文中直驱永磁风力发电系统采用背靠背型拓补结构, 采用准比例谐振(PR)调节器与传统比例积分(PI)控制相结合形成具有定子电流谐波抑制作用的新型控制结构, 从而有效消除机侧谐波, 降低发电机的铜耗和铁耗, 降低系统成本, 弱化网侧滤波器设计的难度.
1 双PWM型风电系统拓补结构与机侧变流器控制原理双PWM型风电系统拓补结构如图 1所示, PMSG输出功率经机侧变流器整流滤波和稳压环节, 通过网侧逆变器和隔离变压器并入电网.机侧采用转子磁场定向, 实现电机转矩和无功控制; 网侧采用VOC(电网电压定向的矢量控制策略), 实现逆变并网控制.
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图 1 永磁风电并网系统拓补结构 Fig.1 Topological structure of wind power grid with PMSG |
以机侧谐波抑制为主要研究对象, 研究机侧的控制结构对谐波的抑制.机侧变流器传统控制结构如图 2所示, 图中:iA、iB、iC分别为机侧三相电流; id、iq分别为定子电流d、q轴分量, iq*、id*均为无功电流的设定值; Vd、Vq分别为定子电压d、q轴分量; ψ为永磁体磁链; ω为角速度; L为电感.
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图 2 机侧变流器传统控制结构 Fig.2 Traditional control structure of the motor-side converters |
机侧按定子磁链定向, 通过同步坐标旋转, 得到同步旋转坐标系下的数学模型, 即
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(1) |
式中:R为定子电阻; ωe为同步电角速度; Lq、Ld分别为d、q轴电感分量; t为时间; Te为转矩; n为谐波次数.
2 机侧谐波分析实验采用2.2 kW永磁风力发电机, 额定电压为110 V, 额定电流为18.5 A, 实验转速为1 200 r·min-1, 机侧电流波形及谐波分布如图 3所示.谐波主要成分为3、5、7次谐波.大量的谐波使发电机的铜耗和铁耗增加, 缩短了发电机的使用寿命, 同时也增加了网侧滤波器参数的设计难度.
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图 3 PMSG机侧实验波形 Fig.3 Experimental waveforms of the PMSG side |
在经典的双闭环PI调节系统中, 由于PI调节器仅对直流信号实现无静差控制, 难以实现对交流信号的稳态无静差控制.在进行永磁发电机侧谐波抑制时, 若采用经典的PI调节, 必须首先获得谐波信号, 并将其转换至角速度为nω0(ω0为带宽调节系数)的旋转坐标系下, 分别对谐波信号进行多次派克变换、PI调节以及反派克变换, 这增加了机侧滤波的复杂性.
当机侧电流中含有的K次谐波, 在同步旋转坐标系下是分别以K-1次正序谐波和K+1次负序谐波形式存在, 因此, 针对永磁风力发电系统机侧谐波问题, 提出了将传统PI控制与有源滤波器中准PR调节器相结合的抑制方案.
3 机侧谐波电流控制策略PI调节器在控制直流量时, 直流频率为0, PI调节器在频率为0处获得的增益为无穷大, 但对于交流信号, 其频率不为0, PI控制无法获得无穷增益, 因而无法实现交流信号的无静差控制.采用准PR调节器与比例调节相结合可形成新的调节器, 有
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(2) |
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(3) |
式中:K为谐波增益; ω为基波角频; 根据系统滤波要求进行设计; Ki为比例系数; KP为积分系数.
由图 3可知, 直驱永磁同步风力发电机定子电流输出中奇次谐波含量较高.如果发电机定子电流反馈控制信号中含有谐波, 将会使永磁发电的铜耗和铁耗增加, 造成转矩脉动较大, 进而系统谐波含量更高.因此, 本文在转子同步旋转坐标下引入式(2), 将其与传统PI控制相结合, 形成具有谐波抑制作用的机侧控制策略.调节器控制图如图 4所示, 调节器传递函数如式(3)所示.直驱永磁风力发电系统的基频随风速变化而变化, 新的机侧控制策略对交流信号的无静差控制取决于基波角频率ω的获取.
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图 4 调节器控制图 Fig.4 Flow chart of the regulator control |
准PR调节器的伯德图如图 5所示, 其参数为ω0 =10, K分别取10 000、15 000、20 000.设计调节器时, 应先设计PI参数, 待系统稳定后, 根据实际谐波分析和调试经验选取K和ω0.
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图 5 准PR调节器的伯德图 Fig.5 Bode diagram of the quasi PR regulator |
运用PSCAD/EMTDC电力系统及其控制仿真软件, 验证本文所提出的控制方法的有效性.具体仿真参数为:发电机额定功率为0.01 MW, 额定电压为1 000 V; 实验风速为11 m·s-1; 噪声风速5 m·s-1; 斜坡风速2 m·s-1.由于系统中永磁风力发电机为理想条件下的数学模型, 在仿真时需自行添加谐波电流, PSCAD/EMTDC软件的元件库中包含谐波模块, 但是其频率呈阶梯变化, 且添加的为特定次谐波, 因此需自行建立模型.仿真时主要添加了2、3、5、11、13次谐波.传统PI控制及新的控制策略下的仿真结果分别如图 6、7所示.从仿真结果可以看出:传统PI控制下电流谐波含量较高, 为17.28%;采用PI和准PR调节器相结合的方式进行调节器设计时, 较好地抑制了直驱永磁风力发电机定子谐波电流, 谐波含量为5.86%.
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图 6 传统PI控制实验波形 Fig.6 Waveforms of the traditional PI controller |
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图 7 新的控制策略下的仿真波形 Fig.7 Simulation waveforms of the new control strategy |
为了验证控制效果, 采用额定功率为2.2 kW, 额定电压为110 V的直驱永磁风力发电机进行实验.实验平台设定转速为1 200 r·min-1, 示波器型号为Tek1012B, 高压差分探头为Tek公司的P5200, 电流钳为Tek公司的A622.对永磁风力发电机进行分组实验, 对传统PI控制及PI和准PR调节器相结合的控制方式进行对比分析.
图 8(a)为传统PI控制下机侧电流波形及相应频率分析波形.由实验波形可知, 机侧电流波形中3、5、11、13次谐波含量较高.传统PI控制无法消除上述奇次谐波, 无法实现对交流量的无静差控制.
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图 8 新的控制策略下的实验波形 Fig.8 Experimental waveforms of the new control strategy |
图 8(b)为PI与准PR调节器结合形成的新的控制策略下的实验波形.由实验结果可以看出, 永磁风力发电机的定子输出电流波形中谐波含量与图 8(a)相比明显得到抑制.通过以上实验对比分析, 说明PI与带通滤波函数结合形成的新的控制策略能够较好地抑制直驱永磁风力发电机的定子电流谐波.
6 结论本文以2 kW永磁风力发电系统为研究载体, 通过对机侧输出谐波进行分析, 提出了在旋转坐标系下电流谐波抑制控制策略, 分析了滤波原理.实验结果表明:采用传统PI控制时, 机侧电流谐波含量为17.28%;采用新型调节器时, 机侧电流谐波含量为5.86%, 验证了所提出的控制策略的有效性.
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